在 DCDC 電源測試中，負載瞬態測試（Load Transient Test）是十分重要的一環，利用負載瞬態測試，可以快速評估所測電源的穩定性與快速性，而在 DCDC 轉換器芯片的選型時，負載瞬態測試表現也是評估該芯片動態性能的重要參考。下圖是某 DCDC 轉換器負載瞬態測試的典型波形，CH3 為輸出電壓的 AC 分量，CH4 為負載電流。注意到負載電流上升斜率與下降斜率并不相同，較緩的上升斜率對應較小的電壓跌落（Undershoot），而陡峭的下降斜率則對應較大的電壓過沖（Overshoot）。

負載瞬態通常使用電子負載（E-Load）進行測試，前面提到，負載的跳變斜率（Slew Rate）將對測試結果產生關鍵影響，然而受設備內部電路限制，常規電子負載所能實現的 di/dt 不會很高，另外受不同廠家設計等因素影響，不同型號的電子負載其能實現的跳變速率也不盡相同，如下圖 2(a)(b)所示，兩圖分別為型號 A 和 B，在同樣設置 2.5A/us 時的實際電流上升斜率對比，可以看到實際電流跳變斜率遠小于設置值，而不同型號的跳變斜率也不一樣。這可能導致電源瞬態測試結果偏理想，或對不同芯片之間性能評估不夠客觀。因此，設計一款簡易實用，負載跳變斜率可滿足實驗要求的電子負載具有重要工程意義。

要實現較高的負載跳變速率，常規的設計思路是使用 MOSFET 對負載電阻進行開斷，該方法實現雖然簡單，但實際應用時存在一個明顯缺點：由于 MOSFET 的開關過程一般在百 ns 級，因此限制負載電流跳變速率的主要是所選負載電阻的 ESL（等效串聯電感），一般的滑動變阻器都是屬于繞線型電阻，其 ESL 往往較大，因此較難實現高跳變速率。而若選用獨立的無感功率電阻，假設測試需要能覆蓋 1.8V/3.3V/5V/12V 在 0.1A/0.5A/1A/2A/3A 下的負載跳變，就需要準備多達 20 種不同阻值的電阻，若電壓 / 電流組合更復雜，則所需不同阻值的電阻將更多，且測試電壓或負載電流改變時必須更換相應電阻，十分麻煩。

針對上述傳統方法的不足，本文設計了一種基于 MOSFET 的小功率實用電子負載。如下圖所示，該設計主要包括 MOSFET，驅動級，電源軌及脈沖發生器四部分。其基本工作原理為：MOSFET 并非處于常規的開關狀態，而是使其工作在恒流區，脈沖發生器通過 DRV8836 驅動 MOSFET，產生一定幅值和脈寬的 GS 電壓，進而實現漏極電流（負載電流）的跳變。其中負載電流的幅值可通過調節 LDO 輸出電壓進行控制，負載電流的上升 / 下降斜率則可通過調節驅動電阻阻值進行控制。

設計中有幾點值得注意：

由于 MOSFET 處于恒流區，漏極電流受控于 GS 電壓，若采用傳統二極管加驅動電阻的方式進行斜率調節，當 GS 電壓與驅動電壓小于二極管正向壓降時，二極管將相當于高阻，會使得驅動回路時間常數變大，動態變差，因此這里使用 DRV8836 的兩個半橋實現充放電的獨立控制；

實際負載動態測試需要實現某一電流 A 跳變到另一電流 B，可將其分解為 DC 電流（電流 A）以及 AC 電流（電流 B）。本設計只需考慮 AC 電流（跳變部分），DC 電流只需在 MOSFET 兩端并聯一可調功率電阻即可；

為減小 MOSFET 發熱，可設置較低的脈沖頻率（如 10Hz），而相應搭配較低的占空比；

為方便離線運行，脈沖發生器部分這里采用了 LMC555 定時器搭建脈沖發生電路，以下電路實現了頻率不變而占空比可調的脈沖發生器。兩二極管的加入使得充放電回路分開，調節 R2 即可調節充放電時間，從而實現占空比可調。充放電時間及脈沖頻率計算如下式：

在實際條件允許時，也可直接使用信號發生器產生脈沖信號。

為驗證設計的可行性，基于上述設計框圖搭建原型機如下圖：

原型機使用鋁殼功率電阻作為 DC 負載，通過多圈可調電位器調節驅動電阻，以達到不同的負載跳變斜率，對被測 DCDC 模塊進行 5V/1A~6A 的負載瞬態實驗，實驗結果如下圖所示，通道 3 為輸出電壓交流信號，通道 4 為負載電流：

從實驗結果可以看到，所搭建的原型機能實現在既定（平均）斜率下的負載跳變，且斜率及負載大小可以分別通過調節驅動電阻和 LDO 輸出電壓進行連續調節。值得注意的是，被測 DCDC 模塊在 250mA/us 下的電壓跌落（Undershoot）為 268mV，而在 2.5A/us 下則達到 432mV，可見負載跳變速率（Slew Rate）對負載瞬態測試結果的影響是十分明顯的。

本文從實際負載瞬態實驗的需求出發，分析了現有電子負載的局限性，針對該不足并結合實際應用需求設計了一款簡易實用的小功率電子負載，給出了具體系統框圖及設計要點，并據此搭建了原型機進行實驗驗證。實驗結果證明，原型機可以實現既定斜率下的負載跳變，能較好地滿足小功率負載瞬變測試的需求。